Транзисторний УМЗЧ з підвищеною динамічною термостабильностью
Основним джерелом тепловиділення в УМЗЧ є вихідний каскад, і при розробці транзисторних підсилювачів потужності завжди велика увага приділялася його термостабілізації. У 80-90-ті роки в високоякісних УМЗЧ (наприклад, [1 - 3]) найбільшого поширення набула схема вихідного каскаду, спрощено зображена на рис. 1. До її достоїнств можна віднести задовільну термостабільність (при розміщенні транзисторів VT2, VT4, VT5 на загальних тепловідводу), високу граничну частоту коефіцієнта передачі, низький вихідний опір. Однак відсічення струму пасивного плеча, а також динамічна нестабільність струму спокою вихідних транзисторів через коливання температури переходів транзисторів при зміні рівня сигналу сприяють збільшенню комутаційних спотворень. Ці особливості погіршують суб'єктивну оцінку і достовірність відтворення звуку.
Про динамічної стабілізації режиму
Кілька років тому Хабаровський винахідник Е. Альошин запропонував спосіб стабілізації робочого режиму (струму спокою) транзисторних каскадів [4,5], що дозволив на порядок зменшити динамічну температурну нестабільність, виключити відсічення струму в двотактному вихідному каскаді УМЗЧ і зробити перерозподіл струму в ньому більш точним ( як в "паралельному" підсилювачі [6]).
На рис. 2 представлена спрощена схема підсилювача з струмового ООС [2] (А1 - двотактний повторювач), де, на відміну від прототипу, робоча точка вихідного каскаду стабілізовано за допомогою вузла, запропонованого Е. Альошиним. Стабілізатор струму спокою виконаний на елементах VT3, VT4 і VD1, VD2. При протіканні наскрізного струму через потужні транзистори VT5, VT6 і включені послідовно з ними нелінійні елементи - діоди VD1, VD2 - на останніх утворюється падіння напруги, яке при досягненні порогу відкривання транзисторів VT3, VT4 викликає поява їх базового і колекторного струму, зменшуючи вхідний струм транзисторів VT5, VT6. В результаті обмежується наскрізний струм через транзистори вихідного каскаду і, відповідно, струм через діоди VD1, VD2 - датчики струму.
Статична (довготривала) термостабільність досягається, як і в схемі на рис. 1, забезпеченням теплового контакту транзисторів VT3, VT4 з діодами VD1, VD2. Динамічна стабілізація виходить значно краще за рахунок меншого виділення тепла на діодах, ніж на потужних транзисторах, а ефект досяжний, якщо кристали цих діодів і транзисторів можна порівняти за обсягом.
При наявності сигналу плавне перерозподіл струму через навантаження і між діодами VD1 і VD2 виходить внаслідок логарифмічною ВАХ діодів. Причому струм через них ніколи не зменшується до нуля, виключаючи відсічення струму вихідних транзисторів. Струм через пасивне плече можна значно збільшити, включивши резистор між базами транзисторів VT3, VT4 (т. Е. Паралельно VD1, VD2). При цьому на струм спокою і на його розподіл між плечима при наявності сигналу не впливають ні температура потужних транзисторів, ні падіння напруги на резисторах (якщо вони є) в ланцюгах бази і емітера цих транзисторів.
Може здатися складним підібрати діоди і включаються паралельно їм емітерним переходом транзистори, щоб забезпечити умова стабілізації: σ ІБЕ = σ UVd. Насправді досить тільки знайти підходящі типи приладів, підбір примірників не потрібно. Крім того, є простий спосіб підстроювання робочої точки, що показано далі в описі пропонованого УМЗЧ.
Про теплових викривлення
Тут доречно трохи розповісти про теплових викривлення і методах їх усунення при проектуванні транзисторних підсилювачів.
Теплові спотворення - це зміни, що вносяться в сигнал при проходженні його через електричний ланцюг або підсилювальний каскад, обумовлені тепловим впливом самого сигналу (струму) на термочутливих параметри елементів підсилювача. Приклад теплових спотворень в пасивних ланцюгах - компресія сигналу в динамічних голівках через нагрівання звукових котушок (особливо у потужних, що допускають високу температуру головок).
У напівпровідникових приладах зростання температури кристала під дією струму, що протікає сигналу викликає зміна таких основних параметрів, як, наприклад, пряме напруга діодів (-2,2 мВ / К), напруга база - емітер біполярних транзисторів (-2,1 мВ / К), статичний коефіцієнт передачі струму біполярних транзисторів (+0,5% / К) і ін.
Теплові процеси мають інерційний характер, обумовлений реальною теплоємністю кристала і корпуса приладу. Тому електротепловие процеси в транзисторах не тільки призводять до змін миттєвих значень параметрів, а й створюють ефект "пам'яті" в електричних ланцюгах і підсилюючих каскадах. Теплова пам'ять в підсилюючих каскадах проявляється як змінюються в часі параметри після впливу потужного сигналу: зміщення робочої точки каскадів, зміна коефіцієнта передачі (нестаціонарна мультипликативная помилка); зрушення постійної складової сигналу (нестаціонарна аддитивная помилка). Останнє схоже на прояв абсорбції діелектрика конденсатора в ланцюзі проходження сигналу. Ці процеси створюють лінійні і нелінійні спотворення сигналу, що погіршують якість відтвореного звуку [7].
Особливо потрібно відзначити, що звичайна термостабилизация не здатна істотно поліпшити динамічну термостабільність каскадів через набагато більшою постійної часу теплових процесів в пристрої в порівнянні з постійною часу теплових процесів всередині напівпровідникового приладу. Почасти це вірно навіть для монолітних мікросхем.
Очевидно, що для усунення проблем, пов'язаних з тепловою пам'яттю напівпровідникових приладів, необхідно застосування схемних рішень, що зменшують коливання температури кристалів приладів або їх вплив на параметри підсилювача.
Такими рішеннями можуть бути:
- ізотермічний режим роботи напівпровідникового приладу [8];
- режим термостабільної точки каскаду на польовому транзисторі;
- охоплення одного або декількох каскадів ООС, виконаної на іншому усилительном елементі (транзисторі), що має малі коливання потужності (і, отже, температури) при впливі сигналу;
- корекція "вперед" [9];
- взаємна компенсація теплових спотворень каскадів.
Опис схеми УМЗЧ
Підсилювач потужності виконаний по принциповій схемі (рис. 3), що відповідає показаної структурній схемі.
Основні технічні характеристики
Номінальна вхідна напруга, В. 1
Номінальний опір навантаження, Ом. 4; 8
Вихідна потужність при опорі навантаження 4 Ом, Вт. 50
Коефіцієнт гармонік,%, при Рвих = 40 Вт, RH = 4 Ом,
не більше. 0,02
при Рвих = 20 Вт, RH = 8 Ом,
не більше. 0,016
Рівень шуму (з фільтром МЕК-А), дбн. -101
На вході встановлено ФНЧ R1C2 для зменшення ВЧ наведень на вхід. У цю ж ланцюг включений обмежувач вхідної напруги на елементах R3, R4, С1, С, VD1 -VD4 для захисту від перевантаження вхідних каскадів підсилювача. Вхідний сигнал з регулятора гучності (РГ) через ФНЧ надходить на "паралельний" повторювач VT1, VT2, VT4, VT5 (названий на [10] псевдодвухтактним емітерний повторювачем). Резистори R5, R6 служать для балансування струму входу, т. Е. Для усунення постійної складової струму через РГ, що виникає через відмінності в статичних коефіцієнтах передачі струму вхідних біполярних транзисторів і створює напругу зміщення на вході. Конденсатор С6 запобігає самозбудження вхідного каскаду на радіочастотах.
Статичний режим роботи повторювача стабілізовано за напругою живлення параметрическими стабілізаторами R7VD5, R12VD6 і заданий резисторами R8-R11, R16, R17T8K, щоб в спокої різницю теплових потужностей між транзисторами каскадів повторювача була мала. Динамічний тепловий режим, який визначається елементами R13, R14, R24, R25 в поєднанні зі статичним режимом, обраний таким, щоб мінімізувати коливання потужності на транзисторах повторювача при наявності сигналу і різницю миттєвих потужностей транзисторів VT1 і VT4 (VT2 і VT5), отримавши, таким чином , мінімальну миттєву різницю температур їх кристалів. Це зроблено для того, щоб теплові коливання напруги ІБЕ транзисторів першого і другого каскадів віднімати і напруга сигналу на виході повторювача, а отже, і на виході підсилювача в мінімальному ступені було піддано тепловим спотворень, трактуються як "пам'ять напруги сигналу" (нестаціонарна аддитивная помилка) .
Напруга з виходу підсилювача через дільник R26R16 і R27R17 надходить на вихід "паралельного" повторювача - емітери VT4, VT5, змінюючи струм через них, т. Е. Формується струм помилки, пропорційний відхиленню вихідної напруги підсилювача, поділеного на коефіцієнт посилення УМЗЧ, від вхідного. Протифазний ток помилки через струмовий повторювач VT3 (VT6) надходить на підсилювач струму VT13 (VT14). Його вихід навантажений на резистори R39, R40 і вхідний опір вихідного повторювача VT15, VT16, на яких виділяється напруга (т. Е. Це каскад перетворення імпедансу) і через вихідний повторювач подається в навантаження (АС). Резистор R41 визначає струм спокою підсилювача струму помилки (VT13, VT14) і обраний таким, щоб виключити закривання пасивного плеча цього каскаду через протікання струму через R39, R40. Останні зрушують вгору по частоті перший полюс в петлі загальної ООС.
Частотна корекція в петлі ООС здійснюється конденсаторами ЦЮ, С11, включеними між каскадом перетворення імпедансу і виходом "паралельного" повторювача. Таке їх включення покращує перехідну характеристику підсилювача, коли він навантажений на нізкоімпедансную навантаження, т. Е. На АС [2]. Корекцію на випередження фази виконують ланцюга R28C7 і R29C8. Підлаштування резистор R15 служить для усунення зміщення на виході УМЗЧ по постійному струму.
Струм емітерів вихідного каскаду протікає через датчики струму - діоди VD11-VD14. Напруга з діодів, що містить інформацію про миттєве значення наскрізного струму вихідного каскаду, через дільник R42R36R37R43 подається на диференційний підсилювач VT11, VT12 і перетвориться їм в струм. З колекторів VT11, VT12 ток через струмовий дзеркало VT7, VT9 (VT8, VT10) надходить на вхід підсилювача струму помилки, зменшуючи його вхідний струм. Оскільки в обох плечах зміна цього струму синфазно (на відміну від струму помилки з "паралельного" повторювача), то воно призводить до зміни наскрізного струму підсилювача помилки, а отже, і вихідного каскаду, але не змінює вихідну напругу. Таким чином, струм спокою вихідного каскаду стабілізується. Ланцюг R38C13 запобігає параметричне збудження вузла стабілізації, а також разом з R42, R43 виконує частотну корекцію в петлі ООС.
Підключення вузла стабілізації дещо відрізняється від схеми рис. 2, але це не принципово, і в підсилювачах різної структури може бути реалізовано по-різному. При цьому, однак, необхідно враховувати, що динамічні коливання температури транзисторів ОС стабілізації (VT3, VT4 на рис. 2 і VT11, VT12 на рис. 3) також впливають на термостабільність робочої точки вихідного каскаду, але зміщують її в протилежну сторону в порівнянні з діодами - датчиками струму.
Діоди VD7-VD10 - захисні, вони запобігають розмикання ООС стабілізації струму спокою при перехідних процесах (наприклад, при включенні харчування або сильних імпульсних перешкодах), що переходить при цьому в ПОС з некерованим наростанням наскрізного струму в вихідному каскаді. ДіодЮ9 (VD10) створює також додаткове падіння напруги на транзисторі струмового дзеркала VT7 (VT8), виводячи його на більш лінійна ділянка характеристики.
Конструкція і деталі
Постійні резистори - метал-лопленочние, підлаштування - багатооборотні. Резистори R8-R11, R16- R18, R23, R26, R27, R32, R35 - з допуском ± 1%; їх можна відібрати зі звичайних з допуском ± 5% або прецизійні найближчих до вказаних номіналів з ряду Е96. Решта постійні резистори мають допуск ± 5%.
Оксидні конденсатори С14, С15 - нізкоімпедансние (low ESR), що застосовуються в імпульсних блоках харчування; неполярні з зазначеним номінальною напругою - плівкові. Конденсатори С2, С10, С11 бажано застосувати з діелектриком з полістиролу або поліпропілену, інші - керамічні на напругу 25 або 50 В з діелектриком X7R (або груп NPO, COG для С6 С8).
Стабілітрони VD5, VD6 - прецизійні, вони мають допуск ± 1%, можна також використовувати інші з допуском ± 2% (наприклад, BZX55B) або відібрати з ряду ± 5% (BZX55C). Діоди VD7-VD10 - надшвидкі (ultrafast) на середній струм 1 А, з прямим напругою 0,6. 0,7 В при струмі 0,1 А. Діоди вихідного каскаду можуть бути будь-якими потужними діодами Шотки або надшвидкими на середній струм не менше 10 А. Припустимо будь-яке поєднання типів і числа діодів в плечі; важливо лише, щоб сумарне падіння напруги при заданому струмі спокою, що протікає через них, було в межах 0,7. 0,9 В. Наприклад, діод VD12 (VD13) можна замінити двома MBR1045 або MBR1035, з'єднаними послідовно. Переважно використовувати діоди на струм до 20 А і більш, як такі, що більший обсяг кристала, а тому здатні забезпечити кращу динамічну термостабільність.
Транзистори ВС550С, ВС560С в "паралельному" повторителе можуть бути замінені на ВС550В, ВС560В або ВС549, ВС559 з літерними індексами С або В, а в інших позиціях також на ВС547, ВС557 або ВС546, ВС556 з літерними індексами С або В. Транзистори VT11, VT12 - малопотужні високочастотні з малою ємністю переходів, допустимим постійним струмом колектора не менше 0,1 А і напругою колектор-емітер не менше 60 В. Підійдуть також 2SA1540, 2SC3955 або ВС546, ВС556 з будь-яким буквеним індексом, в останньому випадку запас стійкості вузла стабілізації дещо знизиться. Транзистори VT13, VT14 - високочастотні середньої потужності, з допустимим постійним струмом колектора не менше 1 А і напругою колектор-емітер не менше 60 В; переважно використовувати екземпляри з великим значенням h2ia-Вихідні транзистори можуть бути 2SA1302, 2SC3281, бажано групи О (з великим значенням параметра h213). Комплементарні пари транзисторів всіх каскадів бажано відібрати по близькому значенню h213. Транзистори "паралельного" повторювача краще використовувати з однієї партії, то ж відноситься до транзисторів струмових дзеркал.
При відборі радіоелементів можна керуватися рекомендаціями, викладеними в [3] (№ 1, с. 18-20).
Харчування УМЗЧ може бути нестабілізованою. Монтаж загального проводу і харчування виконують по загальновідомим правилам. Відзначимо тільки, що до вхідних локальної "землі" віднесені елементи С1 С5, R2, VD3-VD6 і екран кабелю, що з'єднує вхід підсилювача з регулятором гучності.