Управління польовими транзисторами в імпульсних перетворювачах
Найбільшого поширення в імпульсних перетворювачах напруги отримали польові транзистори структури МДП з індукованим n-каналом. При нульовій напрузі на затворі (по відношенню до витоку) транзистор закритий і відкривається плюсовим напругою з досить чітко вираженим порогом.
На рис. 1 зображена експериментально знята залежність струму стоку від напруги затвор-витік транзистора IRF630. Інтервал вхідної напруги від повністю закритого стану до насиченого не перевищує 0,5 В, а це значить, що транзистор - типово комутаційний.
Так як в каналі немає накопичення носіїв заряду, відсутня і час їх розсмоктування. Тривалість фронту і спаду імпульсів струму стоку при відповідному керуючому сигналі дорівнює 20. 30 ні до повному робочому струмі, що досягає 9 А. Максимальна робоча напруга стік-витік Uси max = 200 В, максимальна розсіює ПОТУЖНІСТЬ P pac max = 75 Вт.
Вхідний опір транзисторів МДП - чисто ємнісний але це не означає, що при подачі на затвор керуючого імпульсу він буде вести себе як звичайний конденсатор. На еквівалентній схемі транзистора розрізняють три основні ємності: вхідні СЗІ - між затвором і витоком; прохідну Сcе - між стоком і затвором, вихідну Сcі - між стоком і витоком.
Ємність СЕІ заряджається як звичайний конденсатор тільки до порогового напруги іпор- Як тільки транзистор відкривається, виникає негативна ОС по напрузі через ємність Сcз. На кривій зарядки вхідної ємності з'являється горизонтальна ділянка. Його тривалість в залежності від зарядного струму - від часткою до одиниць мікросекунд, проте він відіграє важливу роль у формуванні імпульсу струму стоку.
Для вивчення особливостей зарядної кривої був зібраний вузол, схема якого представлена на рис. 2 (без резистора R3). Вузол харчується від двох джерел Uпіт1 і Uпіт2, так як напруга на стоці досягає сотень вольт.
Діаграми напруги в характерних точках вузла зображені в довільному масштабі на рис. 3.
До моменту плюсове напруга на вході підтримує транзистор VT1 відкритим. Тривалість фронту і спаду імпульсів, що запускають (в сумі з часом наростання підсилювача осцилографа) не перевищувала 20 і не мав, тому на діаграмі вони не відображені. На відрізку t1. t2, коли транзистор VT1 вже закритий, VT2 теж ще закритий і напруга на його затворі збільшується по експоненті з постійною часу R2Cзі. На екрані цей початковий ділянку виглядає як відрізок прямої лінії.
Транзистор VT2 відкривається в момент t2, т. Е. З деякою затримкою. Позначимо її як tзад1 = t2 - t1. З моменту t2 починає діяти негативна ОС між стоком і затвором через ємність ССЗ (ефект Міллера). Напруга на затворі перестає збільшуватися, і графік б на ділянці t2. t3 є на екрані горизонтальну пряму. Зате напруга в точці в з моменту t2 починає зменшуватися через збільшення струму стоку.
У момент t3 транзистор VT2 відкривається повністю, напруга на його стоці майже досягає нуля і залишається постійним, негативна ОС через ССЕ вимикається (струм ОС дорівнює нулю). Напруга на затворі знову починає збільшуватися по експоненті до Uпіт1.
У момент t4 відкривається транзистор VT1 і починає розряджатися ємність СЗІ. Постійна часу її розрядки набагато менше, ніж зарядки, тому напруга на затворі транзистора VT2 зменшується дуже швидко, і поки воно не досягне значення Unop (момент t5), транзистор VT2 залишається відкритим.
У момент t5 він починає закриватися, напруга на його стоці починає збільшуватися і знову вступає в дію негативна ОС. На графіку б з'являється сходинка, але так як закривання відбувається дуже швидко, її тривалість дуже мала. Транзистор закривається раніше, ніж напруга на його затворі спадає до нуля. Інтервал часу від U до t5 є час затримки вимкнення tзад2 = t5 -t4.
Одне з найважливіших умов надійної роботи імпульсних перетворювачів напруги - формування безпечного режиму перемикання потужних транзисторів. При відкриванні транзистора струм стоку збільшується від нуля до максимуму, а напруга на ньому зменшується від максимуму майже до нуля. Коли транзистор закривається, йде зворотний процес. Необхідно, щоб і струм, і напруга, і їх твір на всьому протязі траєкторії робочої точки не перевищували допустимих значень. Повинні бути виключені або зведені до мінімуму викиди струму і напруги в перехідних положеннях.
Цих цілей досягають примусовим уповільненням процесів перемикання транзисторів. У той же час фронт і спад імпульсу повинні бути якомога коротше, щоб зменшити виділення тепла в транзисторі, т. Е. Потрібно знайти компроміс. Експерименти показують, що з польовими транзисторами завдання вирішується легше, ніж з біполярними.
Тривалість фронту імпульсу струму стоку дорівнює тривалості горизонтальної ділянки t2. t3, яка, в свою чергу, пропорційна опору резистора R2 (див. рис. 2). Залежність тривалості фронту tф, від опору резистора R2 зображена на рис. 4. Отже, підбираючи цей резистор, можна легко встановити потрібну швидкість наростання струму стоку.
Включення польового транзистора за схемою рис. 2 має одну цікаву особливість, що сприяє вирішенню поставленого завдання. Швидкість наростання струму стоку в початковій фазі імпульсу помітно знижується, наслідком чого є повна відсутність викиду на фронті імпульсу струму стоку (про форму імпульсу струму стоку можна судити по формі імпульсу напруги в точці в) Час відкривання потужного польового транзистора приблизно таке ж, що і біполярного , включеного за відповідною схемою, а час закривання - раз в десять менше.
Так, для транзистора IRF630 при Uпіт1 = 15 В і R2 = 560 Ом tоткр = 0,5 мкс, tзакр = 0,06 МКС. При такій ВИСОКОЇ ШВИДКОСТІ закривання спад імпульсу напруги на стоці має викид, що дорівнює 7,5 В при Uпит = 20 В. Амплітуда імпульсу також дорівнює 20 В, значить, викид дорівнює 27,5% від його амплітуди.
Деякі вважають викид наслідком прямого проходження вхідного сигналу через ємність ССЕ. Вважаю, що потужність вхідного сигналу занадто мала для цього, хоча умови для проходження, звичайно, є. Найімовірнішою причиною я вважаю реакцію ланцюга харчування транзисторів на швидке зменшення струму стоку.
У будь-якому випадку з цим явищем доводиться боротися. Найпростіше - зменшити викид збільшенням часу розрядки вхідної ємності транзистора VT2 (див. Рис. 2). Для цього в емітерний ланцюг транзистора VT1 був включений резистор R3, При R3 = 56 Ом амплітуда викиду зменшилася до 1,75 В або 9%, а при R3 = 75 Ом - до 1 В або 5% від амплітуди імпульсу. З резистором R3 тривалість фронту імпульсу збільшується незначно - приблизно на 0,1 мкс.
Абсолютно неспотвореними імпульси виходять, якщо до верхнього за схемою висновку опору навантаження Rн підключити ланцюг з послідовно включених конденсатора ємністю 0,47. 1 мкФ і резистора опором 1. 2 Ом (другий кінець ланцюга - до загального проводу). Цю ланцюг треба розмістити якомога ближче до висновків транзистора VT2.
У двотактних перетворювачах, крім перерахованих, з'являється ще одна проблема - наскрізний струм. Причина його появи в пристроях на біполярних транзисторах складається в кінцевому часу розсмоктування надлишкових неосновних носіїв в базі транзисторів, через що доводиться штучно затримувати відкривання транзисторів У польових транзисторів в цих умовах затримка включення і виключення відбувається автоматично і тривалість затримок стабільна.
Незважаючи на те що накопичення заряду у польових транзисторів відсутня, наскрізний струм може з'явитися, тільки коли tзад2> tзад1. Якщо забезпечити закривання транзистора в одному плечі перетворювача раніше, ніж відкриється закритий в іншому плечі, цього струму не буде. Інакше кажучи, між закриванням одного транзистора і відкриванням іншого повинна бути пауза.
Для відкривання польового транзистора потрібно порівняно невелика потужність. Керуючі імпульси можна подавати безпосередньо з виходів логічних мікросхем без попереднього посилення струму. Вихідна потужність самого перетворювача може досягати при цьому кількох сотень ват. Для управління потужними польовими транзисторами промисловість випускає спеціальні мікросхеми, які допускають на виході струм до 100 мА і більше. Але це мікросхеми універсальні, розраховані на управління транзисторами з Свх = 3000. 4000 пФ і на частоту перетворення в сотні кілогерц.
Фрагмент схеми включення транзисторів з керуванням від цифрових мікросхем показаний на рис. 5 Вхідна ємність транзисторів VT1 і VT2 заряджається через резистори R1 і R2, а розряджається через діоди VD1, VD2 відповідно, що еквівалентно включенню за схемою на рис. 2.
На рис. 6 зображені в різних часових масштабах імпульси струму стоку транзисторів VT1 і VT2. Сигнал на екрані осцилографа виглядає, як пряма лінія з вузькими зубцями (рис. 6, а). Зубці - це короткі паузи між імпульсами струму стоку. Форма паузи в великому тимчасовому масштабі показана на рис. 6, б. Сигнал можна спостерігати на екрані двуканального осцилографа в режимі "сума" з інверсією в одному з каналів.
Однак схема на рис. 5 нетипова для побудови потужних імпульсних блоків живлення. У них найчастіше використовують полумостового перетворювачі напруги, в яких ланцюги управління потужними транзисторами повинні бути ізольовані одна від одної по постійному струму. Схема полумостового перетворювача (в спрощеному вигляді - без деяких допоміжних вузлів) показана на рис. 7. Пристрій за схемою рис. 5 використано тут в якості генератора імпульсів і додаткового джерела живлення.
(Натисніть для збільшення)
Цей перетворювач працює на частоті 25 кГц; вихідна потужність - 200 Вт. Генератор, що задає на логічних елементах DD1.1, DD1.2 мікросхеми CD4011BCN працює дуже стабільно. З іншого мікросхемою частота може відрізнятися від зазначеної, тоді резистори R2 (і, можливо, R3) доведеться підбирати. Використовувати мікросхему К561ЛА7 небажано, оскільки напруга живлення генератора, що задає дорівнює 15 В, т. Е. Гранично допустимий для цієї мікросхеми.
Транзистори IRFD010 мають невелику вхідну ємність, чому паузи між імпульсами не перевищують 0,5 мкс. Тривалість пауз можна збільшити, підключивши конденсатори С5 і С6 (показано штриховими лініями) ємністю від 100 ПФ і більш. Ними можна сімметріровать паузи. Якщо паузи симетричні, то розширити їх можна простіше, включивши конденсатор між затворами транзисторів VT1 і VT2. При цьому тривалість фронту і спаду імпульсів збільшується незначно.
Симетричності самих імпульсів домагаються підбіркою резистора R2. У описуваного перетворювача тривалість паузи біля основи імпульсів дорівнює 0,1 мкс і приблизно 0,45 мкс між їх вершинами.
Імпульси, що надходять з обмоток III і IV трансформатора Т1, відкривають потужні транзистори VT3 і VT4. Таке включення транзисторів еквівалентно показаному на схемі рис. 2 з резистором R3 Форму імпульсів на первинній обмотці трансформатора Т2 в довільному масштабі ілюструє рис. 8.
Важливу роль в устрої відіграє резистор R6. Він усуває викид на фронті імпульсів і пригнічує резонансні явища. З нього зручно знімати сигнал для спостереження і контролю параметрів імпульсів і пауз між ними. Його опір має бути мінімально необхідним для досягнення цих цілей.