Ми припускали досі, що ланцюг зворотного зв'язку має плоску частотну характеристику, це припущення вірне в тих випадках коли в якості ланцюга зворотного зв'язку використовується резистивний дільник напруги. Однак іноді виникає необхідність в модифікації частотної характеристики підсилювача (наприклад, в разі дифференциатора або інтегратора) або ланцюга зворотного зв'язку для підвищення запасу стійкості схеми. Запам'ятайте, що в таких випадках слід використовувати діаграми Боде для коефіцієнта передачі всієї петлі зворотного зв'язку, а не графіки зміни коефіцієнта посилення підсилювача при розімкнутому ланцюзі зворотного зв'язку. Коротко кажучи, в ідеальному випадку крива залежності коефіцієнта посилення при замкнутому ланцюзі зворотного зв'язку від частоти повинна перетинати криву залежності коефіцієнта посилення при розімкнутому ланцюзі зворотного зв'язку під кутом 6 дБ / октава. Щоб цього досягти, дуже часто, наприклад в звичайних инвертирующих і не инвертирующих підсилювачах, паралельно резистору зворотного зв'язку підключають невеликий конденсатор (ємністю кілька пикофарад). На рис. 4.89 дан приклад такої схеми і відповідної діаграми Боде.
Якби частотна характеристика схеми зі зворотним зв'язком була горизонтальної, то підсилювач працював би на межі нестійкості, так як в точці перетину кривих їх взаємний нахил становив би 12 дБ / октава. Конденсатор забезпечує перетин кривих під кутом 6 дБ / октава і гарантує тим самим стійкість схеми. Особливо важливо не забувати про це при розробці дифференциатора, так як в ідеальному дифференциатора коефіцієнт посилення при замкнутому ланцюзі зворотного зв'язку наростає з підйомом 6 дБ / октава; на деякій проміжній частоті необхідно послабити диференційні властивості схеми, а на високих частотах забезпечити спад посилення з нахилом - 6 дБ / октава. Інтегратори в цьому відношенні не створюють жодних проблем, так як самі по собі забезпечують спад посилення - 6 дБ / октава. Потрібно дуже постаратися, щоб викликати автоколебания в інтеграторі!
Корекція, заснована на використанні ефекту Міллера, має те гідність, що вона нечутлива до змін коефіцієнта посилення по напрузі з температурою або до технологічного розкиду значень коефіцієнта підсилення: чим більше коефіцієнт посилення, тим більшою мірою проявляється ємність зворотного зв'язку і тим сильніше зміщується характеристика в область низьких частот, а частота, відповідна одиничного посилення, зберігається незмінною. При цьому частота, відповідна точці - 3 дБ, починаючи з якої діє корекція, не зберігається постійною, а фактично фіксується частота. в якій характеристика перетинає вісь одиничного посилення (рис. 4.86).
Деякі підсилювачі надають іншу можливість: «підкоригована» схема, яка не потребує ніяких зовнішніх елементів корекції, може бути використана в схемах, для яких коефіцієнт посилення більше одиниці. Наприклад, для який отримав широке поширення прецизійного ОУ типу ОР-27 з низьким рівнем шуму (схем скоригована для одиничного посилення) існує два «підкоригованих» варіанту схеми - це ОУ типу ОР-37 (мінімальний коефіцієнт посилення дорівнює 5), в 7 разів більше швидкодіючий ніж скоригований, і ОУ типу нА-5147 (мінімальний коефіцієнт посилення дорівнює 10), в 15 разів більше швидкодіючий.
Приклад: джерело живлення змінного струму частотою 60 Гц. Чи не скориговані ОУ надають можливість так змінювати схеми корекції, що легко вирішується проблема, створювана додатковими фазовими зрушеннями, що виникають за рахунок побічних елементів ланцюга зворотного зв'язку. На рис. 4.90 показаний наочний приклад. Це підсилювач низької частоти, призначений для отримання напруги змінного струму з амплітудою 115 В з синусоїдальної вхідного сигналу частотою 60 Гц (одержуваного за допомогою схеми, описаної в розд. 8.31). Операційний підсилювач разом з резисторами R2 і R3 утворює підсилювач напруги, що має 100 - кратне збільшення; далі він використовується як підсилювач з відносно невеликим коефіцієнтом «разомкнутого» посилення, коли вся схема охоплюється загальною петлею зворотного зв'язку. Вихід ОУ управляє двотактним вихідним каскадом, навантаженим на первинну обмотку трансформатора. Ланцюг загальної низькочастотної зворотного зв'язку підключається до виходу трансформатора через резистор R10 і забезпечує отримання невеликих спотворень і стабільного вихідної напруги при змінах струму в навантаженні. Наявність дуже великих фазових зрушень в трансформаторі на високих частотах призводить до необхідності введення на високих частотах додаткової ланцюга зворотного зв'язку через конденсатор С3. підключений до низьковольтної обмотки трансформатора. Резистори R9 і R10 обрані так, щоб узгодити глибину зворотного зв'язку на всіх частотах. Незважаючи на те що високочастотна ланцюг ОС підключена безпосередньо до виходу двотактного каскаду, все одно мають місце фазові зрушення, зумовлені реактивним навантаженням (первинна обмотка трансформатора) на вихідні транзистори. Для того щоб схема мала достатню стійкість навіть при наявності реактивних навантажень виходу з напругою 115 В, в ОУ виконана надлишкова корекція за допомогою конденсатора ємністю 82 пФ (для корекції по одиничному коефіцієнту посилення досить мати 30 пФ), а пов'язане з цим звуження смуги пропускання НЕ має значення - схема використовується на низьких частотах.
Мал. 4.90. Вихідний підсилювач джерела живлення з частотою 50 Гц.
Представлена схема є прикладом компромісного рішення так як в ідеальному випадку бажано мати якомога більшу петлеве посилення для забезпечення стабільного вихідної напруги, стійкого до змін струму в навантаженні. Однак велике петлеве посилення підвищує тенденцію підсилювача до автоколебаниям особливо в разі використання реактивного навантаження. Це пов'язано з тим, що реактивна навантаження поєднанні з кінцевим вихідним опором трансформатора викликає додатковий фазовий зсув в петлі низькочастотної ОС. Так як дана схема призначена для управління синхронними електродвигунами телескопа (які являють собою високоіндуктівную навантаження), коефіцієнт передачі петлі ОС спеціально зроблений невеликим. Залежність вихідної напруги змінного струму від навантаження представлена на рис. 4.91. Судячи по кривій, схема забезпечує хорошу (але не занадто високу) стабілізацію напруги.
Низькочастотні автоколебания. В підсилювачах зі зворотним зв'язком, що мають міжкаскадні зв'язку по змінному струмі, проблеми забезпечення стійкості можуть виникати і на найнижчих частотах. Вони бувають пов'язані з накопиченням випереджаючого фазового зсуву, який може виникнути в підсилювачі, що складається з декількох каскадів, з'єднаних між собою через конденсатори. Кожен блокуючий конденсатор в поєднанні з вхідним опором, обумовленим ланцюгами змішання і іншими подібними елементами схеми підсилювача, створює випереджаюче фазовий зсув на низькочастотному ділянці характеристики, який на частоті, що відповідає точці - 3 дБ, дорівнює 45 °. а на більш низьких частотах наближається до 90 °. Якщо ланцюг ОС володіє достатнім коефіцієнтом передачі, то в схемі можуть виникнути низькочастотні коливання, які іноді називають шумом моторного човна - «motorboating». В даний час, коли при необхідності завжди можна використовувати підсилювачі зі зв'язками по постійному струму, низькочастотні автоколебания майже ніколи на практиці не виникають. Той, хто займається електронікою давно, напевно стикався з цими явищами в минулому.