На рис. 30.9 наведена базова схема вихідного транзисторного каска-да з емітером, заземленим по змінному струмі. Для отримання не-спотвореного вихідного сигналу підсилювач повинен працювати в режимі класу А. ККД такого підсилювача потужності дуже малий через великий струму, споживаного від джерела живлення. Від цього підсилювача можна отримати тільки невелику потужність. Його можна використовувати в авто-мобільному радіоприймачі, де величина споживаного струму не має значення.
Двотактний режим роботи
Двотактні вихідні каскади майже повсюдно використовуються в со-тимчасових транзисторних підсилювачах. Двотактний підсилювач содер-жит два транзистора, що працюють в режимі классаВ, кожен з кото-яких забезпечує посилення тільки одного напівперіоду вхідного сигналу.
Двотактний підсилювач з використанням двох ідентичних транзисторів
На рис. 30.10 показана спрощена схема двотактного підсилювача. Емітерний переходи транзисторів мають нульове напруга зсуву, по-цьому кожен з транзисторів проводить струм тільки в одному з двох чере-дмуть полупериодов вхідного сигналу. Вхідний трансформатор Tp1 з відведенням від середньої точки вторинної обмотки працює як расщепитель фази.
Мал. 30.10. Двотактний підсилювач потужності з двома ідентичними транзи-сторі і трансформаторних расщепителем фази.
Два рівних і протилежних за знаком (протифазних) сигналу формуються в кожному напівперіод на половинах вторинної об-мотки цього трансформатора: сигнал Va, що знаходиться в фазі з вхідним сигналом, і сигнал Vb. протифазний вхідного сигналу. У той час як позитивний напівперіод сигналу Va відповідає позитивному періоду вхідного сигналу, позитивний напівперіод сигналу Vb відповідає негативному напівперіоду вхідного сигналу. Транзистори T1 і T2 відкриваються, коли потенціал бази транзистора стає по-ложітельним по відношенню до потенціалу емітера. Таким чином, транзистор T1 відкритий протягом позитивного напівперіоду сигналу Va. При цьому через нього протікає струм i1 від емітера до колектора і далі через верхню половину первинної обмотки вихідного трансфор-матора Tp2 до джерела живлення VCC. Цей струм створює позитивними-ний напівперіод вихідного сигналу на вторинній обмотці трансформатор-ра Tp2. Транзистор T2 відкрито в позитивному напівперіоді сигналу Vb. при цьому струм i2 протікає знизу вгору (в зворотному по відношенню до струму i1 напрямку) через нижню половину трансформатора Tp2. створюючи негативний напівперіод вихідного сигналу на його вторинній обмотці. Вихідний трансформатор з відведенням від середньої точки первинної обмотки об'єднує ці два напівперіоду в один повний період вихідного сигна-ла. Транзистори T1 і T2 включені за схемою з загальним емітером і мають при цьому відносно високий вихідний опір. Так як опору-тивление навантаження вихідного каскаду дуже мало, зазвичай менше 10 Ом в разі гучномовця, завжди використовується узгоджувальний трансфор-матора Tp2.
Вихідний сигнал двотактного підсилювача з нульовим зміщенням емітерний переходів транзисторів відтворюється з спотвореннями типу «сходинка», як показано на рис. 30.10. Ці спотворення пов'язані з нелі-лінійного ділянками характеристик двох транзисторів. Спотворення мож-ника в ті моменти часу, коли один транзистор починає відкритому-тися, а інший - закриватися. Для усунення цих спотворень на бази транзисторів подається невелика напруга прямого зміщення (0,1-0,2 В), як показано на рис. 30.11, де резистори R1 і R2 образу-ють загальну ланцюг зміщення для обох транзисторів. Нелінійності двох транзисторів компенсують один одного, і на виході відтворюється-спотворений сигнал.
Мал. 30.11. Ланцюг зміщення R1 - R2 усуває спотворення типу «сходинка».
На рис. 30.12 показана схема фазорасщепітеля на транзисторі прп-типу. Резистори R3 і R4 мають рівні опору, для того щоб напів-чить на виході два рівних по величині і протилежних за знаком сі-нусоідальних сигналу, що знімаються з емітера і колектора транзистора. Для забезпечення максимальної величини неспотвореного вихідного сиг-налу відношення опорів R1: R2 має перебувати в діапазоні від 2 1 до 3. 1. Типові значення постійної напруги, визначаються-чих режим транзистора по постійному струму, вказані на схемі.
Мал. 30.12. Транзисторний фазорасщепітель.
Двотактний підсилювач на комплементарних транзисторах
Двотактний підсилювач потужності на комплементарних транзисторах по-зволяет відмовитися від використання як фазорасщепітеля на вході, так і трансформатора на виході. У цьому підсилювачі використовуються два сім-метричних транзистора, рпр- і npn-типу, звані комплементарної парою. Принцип його роботи заснований на тому факті, що позитивними-ний сигнал відкриває прп -транзістор, а негативний сигнал - рпр- транзистор. На рис. 30.13 приведена базова схема двотактного підсилю-теля на комплементарних транзисторах (іноді звана каскадом з додатковою симетрією). Транзистори T1 і T2 працюють в режи-ме класу В, т. Е. В точці відсічення. Використовуються два джерела пі-танія: + VCC і -VCC. У позитивному напівперіоді вхідного сигналу транзистор T1 відкритий, а транзистор T2 закритий. Струм i1 транзистора T1 створює позитивну півхвилю струму в навантажувальними резисторами R. У негативному напівперіоді відкривається транзистор T2. і тепер його ток i2. має протилежне току i1 напрямок, протікає через на-грузочно резистор. Таким чином, на навантаженні формується повний синусоїдальний сигнал, відповідний двом половинкам повного пери-ода вхідного сигналу. Слід зазначити, що в даному каскаді транзистори включені за схемою із загальним колектором, тобто як емітерний повторювачі, оскільки вихідний сигнал знімається з емітерів транзисторів.
На рис. 30.14 приведена повна схема двотактного підсилювача потужно-сті на комплементарних транзисторах разом з передвихідного каскадом.
Мал. 30.13. Базова схема двотактного підсилювача на комплементарних тран-зісторах.
Мал. 30.14. Двотактний підсилювач на комплементарних транзисторах з неза-висимо ланцюгом зміщення для транзистора T1 передвихідного каскаду.
Схема модифікована для харчування від одного джерела. Транзистор T1 працює в передвихідному каскаді (зовнішній підсилювач потужності). Ланцюг сме-щення R1 - R2 забезпечує роботу цього каскаду в режимі класу А. При подачі живлення встановлюється нормальний статичний режим тран-зістора T1 (транзистор відкритий). Розділовий конденсатор Сз раз-одягнений. Отже, потенціал точки А, де з'єднуються емітери транзисторів T2 і T3. дорівнює нулю. Однак бази цих транзисторів знахо-дяться під позитивним потенціалом, обумовленим напругою на колекторі транзистора T1. Це позитивна напруга відкриває транзистор T2. Транзистор T3 (рпр- типу) при цьому закритий. Таким обра-зом, ток i2. протікає через відкритий транзистор, буде заряджати конденсатор C3. як показано на схемі. У міру заряду цього конденсатор-тора зростає напруга в точці А. Процес зарядки триває до тих пір, поки не закриється транзистор T2. Це відбувається в той момент, коли напруга на емітер цього транзистора (в точці А) Порівнюючи-ється з напругою на його базі.
Якщо статичний режим транзистора T1 обраний таким чином, що його коллекторное напруга дорівнює 0,5VCC. то транзистор T2 закриється, як тільки потенціал точки А зросте до 0,5VCC. В результаті схе-ма буде збалансована по постійному струму і кожному транзистору буде докладено напруга, рівне половині напруги джерела живлення. Транзистори T2 і T3 виявляються в відсіченні (режим класу В) з нульовим напругою зміщення на їх емітерний переходах, т. Е. Вони знаходяться на межі включення при відсутності вхідного сигналу.
При подачі вхідного сигналу транзистор T1 знаходиться в провідному стані протягом всього періоду, посилюючи цей сигнал і забезпечуючи «розкачку» вихідних транзисторів T2 і T3. Комплементарна пара вихідних транзисторів забезпечує подальше посилення сигналу, як це рило описано вище при розгляді базової схеми.
Схема на рис. 30.14 має низьку стабільність по постійному то-ру. Будь-яка зміна струму транзистора T1 викликає зміна є статичною-ського режиму вихідний пари транзисторів, що може привести до позову-жениям вихідного сигналу. Для поліпшення стабільності використовує-ся негативний зворотний зв'язок по постійному струму, що забезпечує автоматичне підстроювання зміщення транзистора T1. як показано на рис. 30.15. Постійна напруга, що діє в точці А (0,5Vcc), подається назад на базу транзистора T1 через резистор зворотного зв'язку RF. У цій схемі гучномовець підключений до позитивної шині джерела живлення через розділовий конденсатор С3. Зауважимо, що в такій конфігурації ток транзистора T3 заряджає цей конденсатор, а струм транзистора T2 розряджає його. Взагалі, транзистор, включений «послідовно» з розділовим конденсатором, заряджає його, а включений «паралельно» - розряджає. Через резистор R4 на бази вихідних транзисторів подається невелика напруга прямого зміщення, що забезпечує зменшення спотворень типу "сходинка". Резистори R6 і R7 в емітерний ланцюгах транзисторів T2 і T3 забезпечують стабільність за постійним струмом, а також неглибоку зворотний зв'язок по змінному оку, поліпшує частотні характеристики підсилювача.
Мал. 30.15. Типовий двотактний підсилювач потужності на комплементарних резисторах. Зсув на базу транзистора Т1 подається через резистор негативного зворотного зв'язку RF.
Підсилювачі постійного струму
При посиленні сигналів постійного струму між каскадами діє не-посередня зв'язок, як показано на рис. 30.16. Напруга на базу транзистора Т2 безпосередньо подається з колектора транзистора Т1. По-цьому статичний режим (за відсутності сигналу) транзистора Т2 визна-виділяється статичним режимом попереднього каскаду. Відсутність раз-делительного конденсатора дозволяє посилювати самі низькочастотні сигнали.
Підсилювачі постійного струму схильні до так званого дрейфу, який представляє собою зсув робочої точки підсилювача при зміні температури. Для усунення дрейфу в схему включаються термістори (термосопротивления) або інші температурно-чутливі елементів-ти, як показано на рис. 30.16.
Мал. 30.16. Підсилювач з безпосереднім зв'язком.
Зворотній зв'язок в підсилювачах
На рис. 30.17 показана система зі зворотним зв'язком, в якій частина ви-перехідного напруги подається назад на вхід підсилювача. Напруга υf є напруга зворотного зв'язку, яке додається до вхідного на-напрузі υi для отримання ефективного вхідного напруги ei. дей-ствующего безпосередньо на вході підсилювача. Ланцюг зворотного зв'язку В передає весь або частина β вихідного сигналу назад на вхід підсилите-ля. Якщо вихідна напруга дорівнює υ0. то напруга зворотного зв'язку одно
Ефективний сигнал на вході підсилювача υ i = e i + υ f = e i + β υ0. При введенні зворотного зв'язку коефіцієнт посилення стає рівним
Мал. 30.17. Зворотній зв'язок в підсилювачах.
При введенні негативного зворотного зв'язку, коли напруга зворотного зв'язку знаходиться в протифазі з вхідною напругою, ефек-ве вхідна напруга ei = υi - υf. що призводить до зменшення коеф-фициента посилення всієї системи. При позитивного зворотного зв'язку ситуація змінюється на зворотну: напруга зворотного зв'язку знаходить-ся в фазі з вхідною напругою, і ефективне вхідна напруга ei = υi + υf. т. е. перевищує вхідну напругу на величину напруги-ня зворотного зв'язку, в результаті збільшується коефіцієнт посилення всієї системи.
Використовуючи величини, зазначені на рис. 30.17, і припускаючи, що дей-ствует негативний зворотний зв'язок, можна розрахувати деякі па-параметром системи зі зворотним зв'язком.
Ефективне вхідна напруга e i = 10 - 2 = 8 мВ.
Вихідна напруга υ0 = 8 · 100 = 800 мВ.
Таким чином, коефіцієнт посилення системи зі зворотним зв'язком
Коефіцієнт зворотного зв'язку
Розрізняють зворотний зв'язок по току і зворотний зв'язок по напряже-нию. При зворотного зв'язку по струму напруга зворотного зв'язку пропорції-ональних вихідному струму. Наприклад, в схемі на рис. 30.18 такий зв'язок здійснюється через резистор R4. Коли напруга зворотного зв'язку пропорційно вихідній напрузі, ми маємо справу зі зворотним зв '-зв'язком по напрузі. У схемі на рис. 30.18 зворотний зв'язок по напрузі здійснюється через ланцюг C2-R3.
Таблиця 30.1. Порівняння характеристик систем з негативною і поклади-котельної зворотним зв'язком