Практичне застосування ПОЛЬОВИХ ТРАНЗИСТОРОВ
На практиці часто виникає необхідність в різного роду схемах частотної селекції сигналів, що здійснюється електричними фільтрами.
Використання пасивних фільтрів в області низьких і інфранизьких частот дуже часто не представляється можливим через їх неприйнятних габаритів і маси, низькій вибірковості і схильності впливу магнітних полів.
Активні RC-фільтри вільні від перерахованих недоліків пасивних фільтрів, що працюють в області інфранизьких частот.
Основною трудністю в побудові підсилювачів активних RC-фільтрів є забезпечення високої стабільності коефіцієнтів передачі і великих значень вхідних опорів [4]. Проблема забезпечення високих вхідних опорів підсилювачів (для зниження ємності конденсаторів) досить просто вирішується використанням польових транзисторів. Застосування спеціально розроблених для активних фільтрів мікросхем типу К2СС841, К2СС842 дозволяє спростити розрахунок, отримати хороші електричні характеристики, зменшити габарити і підвищити надійність фільтрів [12, 13].
Теорія і розрахунок активних фільтрів добре викладені в [3-5]. Тому тут будуть розглянуті лише практичні схеми фільтрів і методика їх налаштування.
Підсилювачі для активних фільтрів. На рис. 1, а зображена схема простого двухкаскадного підсилювача на польовому і біполярному транзисторах, який знайшов широке застосування в активних фільтрах. Температурний коефіцієнт зміни коефіцієнта передачі підсилювача (ТКК) в даній схемі зменшений в результаті введення негативного зворотного зв'язку, а також вибором напруги відсічення (відповідного типу транзистора).
Мал. 1. Схеми УПТ для активних RC-фільтрів.
а - простий двохкаскадний УПТ; б - високоякісний УПТ.
Введення резистора R3 в ланцюг бази біполярного транзистора Т2 еквівалентно збільшенню внутрішнього опору джерела сигналу для другого каскаду. В [4] показано, що при R3≥Rвх 2 ТКК другого, каскаду стає позитивним, що частково компенсує негативний (при Uотс> 0,6 В) коефіцієнт передачі підсилювача.
Мал. 2. Принципова схема ФНЧ.
Розглянемо схему більш складного підсилювача, призначеного також для побудови активних RC-фільтрів (рис. 1, б) [1]. Польовий транзистор T1 і біполярний p-n-p - транзистор Т2 включені за каскодной схемою. Напруга зсуву для каскодной пари задається за допомогою стабілітрона Д2 з напругою стабілізації 6,8 В. На витік польового транзистора сигнал в фазі з вхідним сигналом подається через емітерний повторювач на транзисторі Т3. Струм зміщення ПТ встановлюється за допомогою змінного резистора в колекторної ланцюга транзистора Т2. При регулюванні потенціометром R1 домагаються, щоб похибка підсилювача по постійному струму дорівнювала нулю.
Практична схема фільтра. На рис. 2 зображена принципова схема ФНЧ. Апроксимація по Чебишеву при заданому числі елементів дозволяє отримати найбільшу вибірковість. Параметри фільтра наступні:
Частота зрізу, Гц
Розрахунок фільтра проводився за методикою, запропонованою в [4].
Ланки фільтра мають безпосередній зв'язок, завдяки чому забезпечується проходження постійної складової сигналу. Установка необхідних значень коефіцієнтів передачі проводиться підбором резисторів R5, R10, R16, R21. Стабільність параметрів ФНЧ досягається відповідним вибором напруги відсічення польових транзисторів (типу транзистора), а також включенням в бази транзисторів резисторів R15, R22. Їх компенсує дію розглянуто в [4].
Методика настройки активного RC-фільтра. Активні фільтри реалізуються шляхом каскадного включення виборчих ланок, тому амплітудно-частотна характеристика фільтрів є твором АЧХ ланок, причому форма АЧХ і розташування її на осі частот визначаються значеннями коефіцієнта загасання і власної частоти ланки. Звідси випливає, що для налаштування фільтра необхідно точно встановити розраховані значення власних частот і коефіцієнтів загасання ланок.
Методику настройки фільтра проілюструємо на прикладі ФНЧ, зображеного на рис. 2.
Спочатку встановлюється власна частота першої ланки 32,24 Гц (табл. 5), для чого каскад, виконаний на транзисторах Т1 і Т2, вводять в режим генерації, підвищуючи коефіцієнт передачі підсилювача за допомогою збільшення опору резистора R5 (його на час налаштування фільтра слід замінити потенціометром ).
Слід зауважити, що амплітуду коливань для більш точного вимірювання частоти необхідно встановлювати мінімально можливою. Вимірявши частоту отриманих коливань і зіставивши її з розрахунковим значенням, необхідно зміною опору резисторів R1 і R2 (або ємностей конденсаторів С1 і С2) встановити необхідну власну частоту ланки.
Потім, встановивши таким же чином власні частоти інших ланок, слід виставити необхідні значення коефіцієнтів передач. Для цього, подаючи на вхід каскаду за допомогою генератора напруга з частотою, що дорівнює власній частоті ланки, зміною опору резистора R5 виставляють розрахункове значення коефіцієнта передачі. Після попереднього налаштування кожної ланки визначається АЧХ всього фільтра і здійснюється коректування значень коефіцієнтів передачі підсилювачів (за допомогою резисторів R5, R10, R16, R21) з метою отримання необхідної нерівномірності в смузі пропускання.
При складанні схем ФНЧ і ФВЧ ланки доцільно включати в порядку збільшення коефіцієнтів передачі підсилювачів, при цьому забезпечується найбільший динамічний діапазон.
Реалізація фільтрів на основі мікросхем К2СС841 і К2СС842. Подальшим кроком на шляху до микроминиатюризации виборчих систем є застосування мікросхем типу К2СС841, К2СС842, спеціально розроблених для побудови активних RC-фільтрів [12, 13].
Використання даних мікросхем в схемах фільтрів дозволяє спростити їх розрахунок, виготовлення та налагодження, зменшує габарити і підвищує надійність.
Мікросхема К2CC842, принципова схема якої зображена на рис. 3, містить три активних високоякісних елемента, у вхідних каскадах яких застосовані польові транзистори, і один емітерний повторювач на біполярному транзисторі.
Мал. 3. Мікросхема К2СС842.
Значення вхідних опорів для всіх трьох підсилювачів становить кілька тисяч мега. Максимальна амплітуда сигналу на виході кожного з підсилювачів, при якій значення коефіцієнта гармонік не перевищує 2%, не менше 2,5-3 В. Рівень власних шумів кожного підсилювача не перевищує 10 мкВ в смузі частот 1 Гц - 40 кГц. Вихідний опір не більше 75 Ом [5].
Середнє значення нестабільності коефіцієнта передачі при включенні підсилювачів за схемою Істоковий повторителей (при цьому 0,98<К<1) и изменении температуры от -45 до +55°С составляет 0,3%.
На базі мікросхеми К2СС842 можна проектувати фільтри нижніх і верхніх частот з крутизною спаду до 60 дБ на октаву при зміні температури навколишнього середовища від -20 до + 55 ° С і з крутизною загасання до 40 дБ на октаву, що працюють стабільно при зміні температури від -45 до + 55 ° С [5].
Великі значення вхідних опорів одиничних підсилювачів дозволяють будувати фільтри для діапазону низьких і інфранизьких частот.
Мал. 4. ФНЧ на мікросхемі К2СС842.
На рис. 4 зображена принципова схема чебишовського фільтра, де в якості активного елементу використовується мікросхема К2СС842. За даними [5] такий фільтр володіє наступними технічними характеристиками:
Частота зрізу, Гц