Спосіб імітації двочастотних радіосигналів

Млечин Віктор Володимирович (RU)

Спосіб імітації радіосигналів призначений для тестування стежать систем імпульсних радіолокаційних станцій (РЛС). Сутність заявленого способу полягає в тому, що весь цикл імітації ділять на два тимчасові інтервали. Протягом першого інтервалу виробляють відведення по дальності прийнятих від РЛС імпульсів, під час другого інтервалу формують дві імпульсні послідовності, зрушені за часом і рознесені по частоті, зрушення за часом роблять повільно мінливих, наприклад, за гармонійним законом, при цьому гармоніки для обох послідовностей мають одну і ту ж частоту, але зрушені по фазі. Рознос за частотою виконують в два етапи: спочатку виробляють зміщення на величину. де ωпр - перша проміжна частота підсилювача РЛС, а потім обидві імпульсні послідовності - на величину δ, що перевищує смугу пропускання зазначеного підсилювача. Для усунення стійких нулів пеленгаційної характеристики РЛС періодично змінюють фазу несучої однієї з послідовностей щодо іншої на 180 градусів, при цьому одночасно змінюють фазу повільно змінюється модулирующей функції. Досягнутий технічний результат - підвищення імітаційної здатності двухчастотного радіосигналу. 3 з.п. ф-ли, 7 мул.

Винахід відноситься до радіотехніки і може бути використано в радіолокації.

Відомий спосіб імітації радіосигналів, заснований на використанні пасивних (уголкових і лінзових відбивачів) і активних засобів формування вторинного радіовипромінювання (радіоретранслятор) (В.О.Кобак. Радіолокаційні відбивачі. М. Соврадіо, 1975 [1]). Такі кошти призначені для індикації наявності сигналу, але не пристосовані для контролю якості роботи стежать систем радіолокаційних станцій (РЛС).

Відомий спосіб імітації радіосигналів, заснований на генерації і випромінюванні серії відповідних імпульсів, що перекривають заданий інтервал дальності слідом за носієм (Теоретичні основи радіолокації. Під ред. В.Е.Дулевіча, с.444, М. Соврадіо, 1978 [2]). При варіації затримки між імпульсами такої багаторазовий відповідний сигнал здатний імітувати рухомі помилкові цілі і може утруднити розпізнавання справжню мету в режимі огляду радіолокаційної обстановки. Однак імітують сигнали цього типу не несуть помилкової кутовий інформації і тому не можуть використовуватися для контролю якості роботи стежать систем кутомірного координатора РЛС.

Найбільш близьким до пропонованого технічного рішення є спосіб імітації, заснований на формуванні і випромінюванні двухчастотного радіосигналу (А.І.Леонов, К.І.Фомічев. Моноімпульсна радіолокація. М. Радио и связь, 1984 [3]). Перевагою такого способу імітації є можливість внесення неправдивої кутовий інформації при простому одноточечного випромінюванні сигналу з борту носія. Якщо рознос за частотою між складовими сигналу дорівнює першій проміжній частоті приймача РЛС, то за певних умов пеленгаційної характеристика кутомірного координатора РЛС спотворюється, супровід цілі порушується, що стежить система дрейфує аж до зриву стеження. Позначимо ці умови. По-перше, наявність режиму прямого детектування у вхідних елементах приймача РЛС по-друге, наявність квадратической вольтамперної характеристики детекторів по-третє, відсутність побічних сигналів, наприклад, відбитого сигналу по-четверте, відсутність гетеродінірованія будь-якої зі складових двухчастотного сигналу. При виконанні цих умов пеленгаційної характеристика (ПХ) набуває парну залежність від кута неузгодженості, при цьому зникають стійкі нулі ПХ. Однак реалізувати ці умови, закладені в основу відомого способу, не вдається. Справді, як показали експериментальні дослідження, детекторна характеристика СВЧ діодів містить як парні (включаючи квадратичний) члени, так і непарні (включаючи лінійний) члени. Присутність непарних составляюшей в сигналі порушує парний характер ПХ, призводить до появи стійких нулів, які захоплюються стежить системою і зберігають супровід. Приблизно такий же вплив надає і відбитий сигнал. В області малих і середніх дальностей до носія, де вплив відбитого сигналу на вході РЛС особливо велике, зберігаються в ПХ стійкі нулі. Крім того, можливо і гетеродінірованія, так як друга гармоніка однією зі складових двухчастотного сигналу після перетворення частоти потрапляє в смугу приймача РЛС. Всі зазначені явища руйнують корисний ефект, що знижує імітаційну здатність відомого способу.

Технічний результат пропонованого рішення полягає в підвищенні імітаційної здатності двухчастотного радіосигналу, що виражається в збільшенні ймовірності зриву стеження кутомірного координатора РЛС.

Цей результат досягається тим, що змінюють затримку прийнятих радіоімпульсів в бік збільшення ( "відведення вперед") до значення, відповідного вибраній помилкової дальності, формують із затриманих коливань шляхом балансної модуляції першу і другу компоненти двухчастотного сигналу, віддалені по частоті від прийнятих коливань на величину, змінюють фазу обох компонент з постійною швидкістю, що перевищує смугу пропускання підсилювача першої проміжної частоти РЛС, генерують коливання типу меандр з частотою, більшою смуги стежить і вимірювача дальності РЛС, змінюють фазу однієї з сформованих компонент щодо іншої стрибком від нуля до 180 градусів з частотою утвореного меандру, одночасно з формуванням компонент двухчастотного сигналу модулюють затримку на помилковій дальності, наприклад, за гармонійним законом, а різниця фаз промодулірованной затримки при переході від парних до непарних напівперіоди меандру і назад підтримують постійною.

Крім того, фільтрують і детектируют прийнятий контрольний сигнал, виділяють з продетектированного напруги опорний сигнал з частотою, генерують безперервне коливання, Сінхронізуется отримане коливання по частоті виділеним опорним сигналом, зрушують по фазі, використовують при балансної модуляції зсунуті по фазі синхронізовані коливання в якості модулирующих напружень.

Для розуміння суті поставленого завдання розглянемо два ідеалізованих випадку. Нехай на вхід РЛС надходить лише один корисний сигнал від мети, причому потужність цього сигналу істотно перевищує внутрішній шум приймача РЛС. У цьому випадку залежність вихідної напруги кутомірного координатора від кута неузгодженості при розмиканні зворотного зв'язку (тобто пеленгаційної характеристика) має поблизу нуля непарний характер. При включенні системи, що стежить рівносигнальний напрямок строго відповідає сталому нулю ПХ. Розглянемо другий випадок. Відключимо СВЧ гетеродин, і будемо випромінювати з тієї ж мети в діапазоні РЛС два приблизно рівних імпульсних радіосигналу, рознесених на першу проміжну частоту. Як в різницевої, так і в сумарному каналах моноимпульсной РЛС вхідні змішувачі в цьому випадку будуть працювати в режимі прямого детектування надходять радиоимпульсов. Результат детектування биття в смузі приймача залежить від потужності вхідних сигналів і виду вольтамперної характеристики (ВАX) СВЧ діодів, що входять в змішувачі. Якщо потужність мала, а ВАХ може впевнено апроксимированная квадратичною функцією, ПХ близька до парної залежності, і навпаки, коли потужність сигналу велика і достатня для лінійного детектування, в ПХ переважають непарні складові зі збереженням стійких нулів. Експериментальні дані, наведені на зорі радіолокації, свідчать [4], що ВАХ діодів може апроксимированная в області позитивних напруг кривої, близькою до експоненті, тобто містити як непарні, так і парні члени ряду. Звідси випливає, що при дії двухчастотного сигналу ПХ має в загальному випадку складну форму з стійкими і нестійкими нулями.

Для наближення ПХ до форми, описуваної уніполярної парною функцією, пропонується наступне: по-перше, сформувати такий сигнал, непарні ступеня якого не змогли б потрапити в смугу пропускання приймача РЛС по проміжній частоті. З іншого боку, цей же сигнал повинен забезпечувати вільне проходження через приймач РЛС парних ступенів зазначеного сигналу, по-друге, фазу формованого сигналу періодично з певною частотою міняти на 180 градусів, по-третє, затримку радиоимпульсов модулювати за законом повільно змінюється функції, що імітує допустимий маневр цілі, наприклад, за гармонійним законом, по-четверте, забезпечити превалювання потужності сформованого і випромінюваного сигналу над потужністю відбитого сигналу.

Напруга на виході СВЧ детектора, як відомо [4], визначається обвідної подається сигналу. Що огинає двухчастотного сигналу залежить від характеру биття цих частот, тобто від співвідношення амплітуд породжують коливань, різницевої частоти (ωпр) і взаємної фазировки цих коливань. Вважаючи два перших параметра незмінними, будемо досить швидко змінювати фазу биття від нуля до 180 градусів. Якщо усереднити цей процес, прийдемо до взаємної компенсації його складових. Інше становище складається, коли затримка імпульсів модулюється по повільно мінливого гармонійним законом, а одночасно зі стрибком фази биття відбувається стрибок фази низькочастотної гармоніки на невелику величину θ. Виникає "розщеплення" вихідної обвідної на дві складові: при фазі биття нуль і при фазі, що дорівнює 180 градусів. Обидві складові мають однакову частоту биття, але протилежні знаки у змінних частин. Крім того, у другій складовій з'являється додатковий зсув по фазі, що дорівнює θ. В результаті на вході приймача РЛС відбувається компенсація непарних частот ωпр · 3ωпр · 5ωпр і т.д. але зберігаються частоти 2ωпр · 4ωпр · 6ωпр і т.д. які, проте, в смугу приймача не потрапляють, так як останній налаштований на частоту ωпр. На відміну від цього, у квадрата обвідної (а також у парних її ступенів) зберігаються члени з частотою ωпр. які проходять на вихід приймача РЛС. При цьому стійкі нулі зникають, з'являється полуустойчівий нуль, крутизна характеристики в якому падає до мінімуму, виникає дрейф стежить системи з подальшим зривом стеження. Для відновлення стеження необхідно відключити зазначену обробку сигналу, а потім після захоплення зрив стеження за умовами випробувань може повторитися.

Двочастотний сигнал формується шляхом двосмугової балансної модуляції імпульсних радіоколебаній. Отримані в результаті модуляції компоненти сигналу зміщені по частоті щодо частоти вхідних коливань на величину. Для забезпечення режиму прямого детектування двухчастотного сигналу в приймачі РЛС необхідно усунути небезпеку гетеродинного перетворення однієї з компонент цього сигналу, що могло б призвести до додаткового самоподсвету мети. Така небезпека реально існує, бо друга гармоніка разностного сигналу при перетворенні частоти виявляється в смузі пропускання приймача РЛС. З цієї причини передбачається зсув частоти обох компонент сигналу на величину, що перевищує смугу пропускання приймача, але зі збереженням розносу частот між компонентами. Робиться це шляхом фазової модуляції обох компонент з постояннно швидкістю δ зміни фази.

Мінімальна величина δ повинна перевершувати смугу пропускання підсилювача РЛС по першій проміжній частоті Δω. При цьому принаймні перша і друга гармоніки різницевої частоти при гетеродінірованія утвореного сигналу не потрапляють у ворота приймача РЛС. Однак за допомогою найпростіших викладок можна показати, що є зони допустимих значень δ, і ці зони визначаються наступним нерівністю

При малих значеннях δ (але перевищують Δω) зручно використовувати пилкоподібну фазову модуляцію з частотою пив δ (при розмаху модуляционной характеристики 2π) або з частотою δ / 2 (при розмаху 4π) і.т.д. У разі підвищених (але допустимих) значень δ застосовується двоканальна, але однополосная балансная модуляція.

Для нейтралізації дії відбитого сигналу необхідно забезпечити умови його виведення з строба дальності селектора РЛС і заміщення формується сигналом більшої потужності. Для цього передбачається плавне або плавно-ступеневу (при цифровому виконанні) зміна затримки формованих імпульсів, наприклад, по параболічного закону ( "відведення вперед") від мінімального значення (визначається залишковим запізненням при ретрансляції - до однієї десятої мксек) до максимуму, залежить від обраної помилкової дальності (наприклад, 1 км). Якщо випробуванню піддається лише стежить система кутового координатора, засоби захисту від відведення по дальності (при їх наявності) відключаються, а прискорення стрибає дальності в процесі відведення не перевищує величини, допустимої при маневрі мети. У разі комплексних випробувань по куту і дальності поряд з відведенням може включатися шумове прикриття відбитого сигналу, що перешкоджає нормальному функціонуванню засобів захисту далекоміра.

Хибна дальність, на яку перенацілює селектор і стежить вимірювач дальності, перевищує інтервал, що охоплюється стробом, але знаходиться в межах зони можливого маневру мети. При цьому затримка імпульсів модулюється за законом повільно змінюється функції. При виборі гармонійної функції важливе значення набуває її фазировка. Так як фаза модулирующей функції змінюється кожні півперіоду меандру на постійну величину θ, а частота меандру перевищує смугу стежить системи по дальності, ця система виявляється під впливом двох зсунутих імпульсних послідовностей, різниця затримки яких може бути описана як різниця гармонійних функцій, зміщених по фазі. Теорія при цьому говорить, що різниця двох гармонік однієї і тієї ж частоти з однаковими амплітудами і зсунутими на невеликий кут θ, являє собою коливання тієї ж частоти, ортогональное вихідним коливань. Саме такого виду разностная імпульсна послідовність після відпрацювання і згладжування надходить на входи азимутального і угломестной каналів РЛС.

Інформація про проміжній частоті приймача РЛС може закладатися заздалегідь, при підготовці носія. Однак, більш доцільно направляти її по радіоканалу разом з контрольним сигналом в спеціально виділеному поддиапазоне частот. Взагалі контрольний сигнал використовується для перевірки працездатності бортової апаратури, але в даному випадку він може додатково модулюватися сигналом частоти. На борту носія контрольний сигнал фільтрується в заданому піддіапазоні, детектується, а потім виділеним в результаті детектування коливанням частоти синхронізується опорна напруга, яке у відповідній фазі подається для балансної модуляції формованого сигналу.

Розглянемо питання з математичної точки зору. Нехай радіоімпульс з частотою заповнення ω описується функцією

де tu - тривалість імпульсу. Той же імпульс, затримка якого змінюється за законом τ3 (t), має вигляд

Після двосмугової балансної модуляції і зсуву по частоті на величину δ отримаємо двочастотний сигнал

Обидві компоненти сигналу відстоять один від одного по частоті на величину ωпр ⊰⊰ω, внаслідок чого двочастотний сигнал може бути представлений у вигляді